TELKOM NIKA Indonesia n  Journal of  Electrical En gineering   Vol. 12, No. 8, August 201 4, pp. 6111 ~ 6118   DOI: 10.115 9 1 /telkomni ka. v 12i8.550 2          6111     Re cei v ed  De cem ber 2 5 , 2013; Re vi sed  March 31, 20 14; Accepted  April 15, 201 4  Control Strategy of Three Phase PWM by Three Half  Bridge Topology Bidirectional DC/DC Converter and  Resonant      Dingzhen Li 1 *, Haizhe n G u o 2   1 Nan y a ng Institute of T e chnol og y,  Hen an N a n y an g, 473 00 4 ,  China   2 Hena n Mecha n ical  and El ect r ical En gin eer i ng Co lle ge, He nan  Xi n x ia ng,  453 00 0, Chin a   *Corres p o ndi n g  author, e-ma i l : lidin gzh e n e d u @1 63.com       A b st r a ct   T h is pap er ana lyses an d co mpares PW M control st rategy o f  control and b u ffer type soft  sw itchin g   half br idg e  D C / DC conv erter. F i nal ly, the so ft sw itchi ng co nditi on  are a n a ly z e d,  an d thi s  article  gets t h e   reali z a t io n of soft sw itching cond itions  of the  three  ha lf brid ge DC/D C  con v erter and th e i n flue nce factor s of  soft sw itching  cond itions  of t he thr ee  half  b r idg e  DC/D C  c onverter. C har acteristics of r e son ant co nve r ter  can bo ost an d  buck, so the output vo ltage  stable strateg y  of variabl e  frequ ency co ntrol is  more e a s i l y   achi eved. T h e  paper pr esen ts cont rol strategy of three phas e PW M  by three ha lf brid ge topo lo g y   bidir e ctio nal D C /DC conv erte r and reso na nt.     Ke y w ords :  co nverter, reson a n t, PW M, three half brid ge     Copy right  ©  2014 In stitu t e o f  Ad van ced  En g i n eerin g and  Scien ce. All  rig h t s reser ve d .       1. Introduc tion  Bidire ctional  DC/ DC  conv erter i s  that  the  polarity  in the DC voltage to maintain   conve r ter  at  both en ds of  the  ci rcum stances,  can  b e  adju s ted  a c cordi ng to t he di re ction  of  energy nee ds, to achieve  p o we r DC  con v erter bi -d i r e c tional flo w .  Multi port bi di rectio nal  DC/ DC  conve r ter e n able s  multipl e  power inte rcon ne ct ion s , the ene rgy transmi ssion b e twee n multiple   dire ction mult ilevel powe r s [1]. The three half bridge  bi-di r e c tional  DC/ DC conv erter i s  a kin d  o f   three  po rt co nverter mo de l, the ma gne tic coupli ng t o  different p o we r tog e the r , thro ugh  th e  pha se shifted  control  simul t aneou sly or  sep a rately to the load po wer su pply.   In the speed  cont rol  syste m  of thre e-p has e AC  asy n ch ron o u s  m o tor, the th re e-ph ase   asyn chrono u s  moto r exte rnally with th e  unified fo rm,  so th e invert e r  b r idge  with t he  standa rd  six  tube stru ctu r e, soft switching thre e-p h a se inve rter   is ea sy to fo rm the co rre spo ndin g  to the  circuit topology consi s te ncy. According to the different auxiliary  resonant ci rcuit to reali z e  soft   swit chin g topology, soft switchi ng thre e-ph ase inve rter ha s two  categ o rie s : o ne categ o ry is by  addin g  a au xiliary power swit ching  d e vice s,  auxiliary re son ant  inducta nce  and snub b ed  cap a cito r formed by the auxiliary re so nant circui t i n  hard  swit ching inverte r   and a DC po wer  sup p ly, called  the inverter reso nant DC li nk.   Switchin g po wer  su pply is the use  of mode rn  ele c t r oni c technol ogy, the cont rol switch   transi s to r tu rn-on  a nd tu rn off time  ra tio, ma intain  a  stabl e o u t put voltage   power suppli e s,  s w it c h ing power  s u pply from the  general pu lse width modulation (P WM)  control IC and  MOSFET. Switchi ng  and  linea r p o we r supply  co mpared, two  co sts are in cre a si ng  with  the   increa se in  p o we r outp u t, but two different gro w th ra te. Power  co sts in  a linea r output p o wer  point, rathe r  than switching  powe r  su ppl y, the cost  of reversal. Wit h  the develo p ment of po wer  electroni cs te chn o logy a n d  innovation,  makin g   swit ching p o wer  supply technol ogy in  con s ta nt  innovation, in cre a si ng the  co st of  reversal point move  to the low ou tput powe r  en d, this provid es  a broa d devel opment spa c e for the switchin g po wer  sup p ly.  Half brid ge  DC/ DC  conv erter h a s th e advant age s of  simple  st ru cture, co nvenient  control, very suitabl e for small and med i um power  ap plicatio ns. Th e hard switch ing conve r ter  of  high fre quen cy swit chin g losse s , se rio u sly affect its efficien cy. Soft switchi n g techni que  ca n   redu ce th e switchi ng lo sses a nd line E M I, improv e the efficie n cy  and p o we r d ensity, increa si n g   the switchi n g  freque ncy  so as to  red u ce the c onvert e r volum e  an d wei ght. Th e tradition al  half  bridg e  conve r ter ha s  t w o kind s of cont rol  m e thod s,  one i s  symm etrical   control ,  and  on e i s  t h e   Evaluation Warning : The document was created with Spire.PDF for Python.
                               ISSN: 23 02-4 046                     TELKOM NI KA  Vol. 12, No. 8, August 2014:  611 1 –  6118   6112 asymmet r ic  complem entary control. Thi s  pap er ma i n l y  analyze s  the cont rol stra tegy of PWM to   achi eve soft swit chin g hal f bridge DC/DC conve r ter. The paper  pre s ent s co n t rol strategy  of  three ph ase PWM by thre e half bridg e  topolo g y bidirection a l DC/DC  conve r ter and re son ant .      2. Rese arch  on Three  Hal f  Bridge To p o log y  Bidirectional DC/DC Conv erter  PWM   Asymmetri c   complem entary pulse PWM  co ntro l  switch of the  control pul se  asy mmetry  is com p lem e ntary; the traditional a s ymmetrical hal f bridg e  co nve r ter with thi s  control strate gy  has be en wi dely used in  small and  medium po wer appli c atio ns. The pri m ary side  swit che s   reali z ing ZVS  in 2 ways: Z VS load cu rrent and ex cit a tion cu rrent of ZVS.  Its a d vantage s are:   two  swit che s   can  re alize Z VS; some  ca n imp r ove the  pha se  shifte d full b r idg e  converte r ZVS  fo r  the laggi ng  arm  con d itio n mea s u r e s  can  also  b e  used fo r the a s ymmetrical h a lf bri d ge  converter; oscillation probl em does not exist hard  switch; compared with  the phase  shifted full  bridg e  co nverter, loop free  energy.  Its disa dvant age s are: voltage st ress  of t he switch es a nd  soft swit chin g co ndition s  inco nsi s tent, tube is difficu lt to achieve soft swit ching ;  rectifier voltage stress is not consi s te nt,  and the fun c tion of duty cycle, som e  ap plicatio ns of   a rectifie r voltage is ve ry hi gh, the device is  difficult to ch oose; light load will lose the soft  ope ni ng the releva nt conditio n s;  transfo rme r  DC  magneti c  bia s , the he avier loa d  duty  ratio is  sm a ll, bias a nd  more  se riou s; is not suita b le  appli c ation o c ca sion in put or wid e  outpu t voltage.    The m a in  ci rcuit of th e i s olation  of three  h a lf b r idg e  DC/DC  co nverter conta i ns t w o   combi nation  of input stage  boost half bri dge ci rcuit, a  three wi ndin g  high freque n c y transfo rme r ,  and an o u tpu t  voltage fed half bridg e  ci rcuit [2]. The tran sform e r fo r the equival e nt model of the  main ci rcuit to repla c e, an d it is the pri m ary sid e  eq uivalent circui t for refere nce.   To achi eve the output DC voltage  U0 re gul ato r , known as the pulse frequ en cy   modulatio n (PFM) switchi ng po we r su pply. Since  t he switching  freque ncy i s   not fixed, so  the   desi gn of o u tput filter ci rcuit is not e a sy to  achieve the  optimization.  Ch ang e TON; cha nge   T,   pulse d u ty ra tio adju s table  voltage m o d e  called  PWPF way [3]. I n  all  kin d s of  switchi ng  po wer  sup p ly, more  than three  kin d s of pul se d u ty ratio control method wit h  appli c ation.   Therefore, p a rallel  re son ant conve r ter does  n o t exist in light load voltage re gulation .   The main  ad vantage s of parall e l re so nant co nv ert e r: ca n ope n  load op erati on; due to the   indu ctan ce filter, filter capa citor to  rippl e  curre n t bea r i s  very  small,  suitabl e for lo w voltage, hi gh   output cu rren t application s . A significan t  disadvant ag e of parallel  resona nt con v erter for lig ht  load conditio n s  still gene rates a lot of  wattles  power . Becau s e of t he pa rallel  re son ant co nve r ter,  parall e l  stru cture i s   betwee n  load  resona nt ca pa citor.  This  ma ke s e v en in n o -l oa d condition, t h e   input voltage  squa re wave, impedan ce  of serie s  re sonant cavity i s  still sm all. Even when t h e   output current is zero, no po wer energy  will have cert ain.  Symmetrical  PWM co ntrol  ZVS half bridge conv erte r is propo se d in the literature, a   symmetri c al  PWM  control  ZVS half b r i dge  co nverte r, as comp ared  with the  convention a l h a lf  bridg e  ci rcuit, ZVS conve r ter  symmetri c al PWM  co ntrol in cre a sed co mpo s e d  of an auxil iary   swit ch and a  diode b r an ch.  The main switch is not  onl y in the symmetric  state, and the tube and   the auxiliary  swit ch  can b e  in the full loa d  ran ge i s  ZV S; the tube can al so be i m plemente d  Z VS  wide l oad  ra n ge, the a dditi onal lo ss  cau s ed  by very  small.  The co n v erter  d e vice  is  the stress o f   small,  high  re liability, whi c h is mo re  suitable fo r th e  MOSFET  swi t ch, le ss u s e d  in  high  volt age,   high p o wer  a pplication s . As  sho w n i n  Fi gure  1, the  a s ymmetri c al  half bri dge  co nverter analy s i s   of re so nant  mode  PQRDCL  ci rcuit a s  an  exampl e, a  singl e  ch o pping  mod e ,  con s id erin g t he  control proce ss of wi ndin g  of  Lph1: V2 o pene d in PWM, V1.  The  satu rate d pu sh -pull  converte r, swit ch tu be VT 1, VT2 m u st  choo se th e la rger ICM.   Becau s e  wh en the ma gn etic flux to saturation,  p u l s e tra n sfo r m e r eq uivalent  inducta nce  also  bega n to decrea s e, the m agneti c  flux completely  sat u rated in du ctance is zero,  the switch tub e   colle ct or cu rr ent   sur ge.   Symmetrical  PWM control ZCS h a lf bridg e  con v erter, on t he si de of t r adition al   asymmet r ical  half bridge  ci rcuit  transformer adds an  auxiliary swit ch, a  resonant capacitor and a  resonance inductor in  seri es  auxiliary branch.  T he main  sw itch i s  not only in the symmet r ic  state, and  th e co nverte r  can r eali z e ZV S. and symm etrical  half b r i dge Z C S of a ll swit che s   an d  diode s in the whol e load ra nge, the auxiliary swit ch  in each half cycl e brea k over  time, reson a n t   with resona nt ca pa citan c e  and th e le akage i ndu ctan ce  of the t r an sform e r f o r fu ll load  ra nge   all   Evaluation Warning : The document was created with Spire.PDF for Python.
TELKOM NIKA   ISSN:  2302-4 046     Control Strategy of Th ree  Phase P W M  by  Th ree  Half  Bridge Top o l ogy… (Di n g z hen Li)  6113 the swit che s   ZCS ZVS an d all the dio des to cre a te  the conditio n s, overl oadi ng is difficult  to   achi eve soft switchi ng.   The wo rk prin ciple of the three half bri d g e  bi dire ction a l  DC/DC co nverters in the p o sitive   dire ction m o d e , and the  co mmutation p r oce s s an d si ngle in put ZV S double  bidi rectio nal  DC/ DC  converter i s   similar. Switch t he device off, which  will  be in the  cu rrent transfer t o  the cl amping  cap a cito r corresp ondi ng wi th the lea k ag e indu ctan ce  of the tran sfo r mer  re so nan ce, charge a n d   discha rge  an d the  swit ch  tube i s  con necte d with  the two  on t he same  bri dge a r m  of the   clampi ng cap a citor voltag e  respe c tively, linear ri se  a nd fall, in order to a c hiev e ze ro voltag e  swit ching off. Realization  of zero voltage switch, the  swit ch  has been  applied i s  positive dri v ing  sign al tube o pene d in anti parall e l diod e  cond uctio n .  Switch  V1 to   the ri ght of th e da sh ed  box  V6, dio de V D 1  ~ VD6  to  form a   contro l ci rcuit  asymmet r y half bridge SRM phase win d ing s , each p hase switch i s  co nne cted i n  parall e l with a   buf f e r  cap a cit o r f r o m  C 1  t o  C6.  E a ch p h a se  s w it ch  p a rallel  ca pa ci t ance,  m u t a t i on f o r  ca pa ci t o r   voltage can  not, so they  at any time  off are  ze ro  voltage soft swit chin g. Insert th e PQRDCL   circuit i s  d e si gned  for th e  pha se  switch  ope ning  pro v ides  ze ro vo ltage g ap, th e re qui reme n t s of  the ci rcuit is  must e n sure  that the  circu i t ca n  be  co ntrolled  reso nant at  any t i me, and  is  no t  influen ced  by  the p h a s e  switch  statu s   effects,  the  b u s volta ge  zero  cro ssi ng  time is ea sy  to  control, conv enient control  strategy  with  phase switch  synch r oni zati on.  Switch po we r supply is co mposed of the following f our ba si c links, which a r e powe r   conve r ter  wit h  DC/DC con v erter, is the  core of t he  switchi ng p o wer  sup p ly; the driver i s  p a rt  of  swit ch sign al amplificatio n, sha p ing and  amplifyi ng, th e switch si gn als from the  signal  sou r ce,  in   orde r to  ada p t  to the  switch tube  drivin g  req u ir e m ent s;  si gnal so urce gen er ate s  co ntrol  sig n a l s,  gene rated   by   it.  Or self  ex citation circuit ,   can be a  P W M sign al,  a nd can also be  PFM or other  sign als; a co mpari s o n  am plifier for a gi ven  signal a n d  the output feedba ck sig nal com pari s on  operation, a m plitude,  con t rol switch  signal frequ en cy, wavefo rm , the drive r  t o  co ntrol t he  duty  ratio  of the  p o we r d e vice s, to sta b ilize   the out p u t vo ltage valu e o f  the obj ectiv e . In ad dition ,  swit chin g po wer supply  a nd a u xiliary  circuit, in cl ud ing  starting  circuit, ove r   current a nd o v er  voltage prote c tion, input filter, output  sa mpling, functi on instructio n s .  The ab ove a nalysi s  and  compa r ison of  the se ri e s  re son ant co nve r ter, pa rallel  reso nant  conve r ter a n d  the basi c  p r inci ple of se ries pa ralle l re son ant co nve r ter, so they  are not suita b le   for ope ratio n   in the conditi on of wi de vo ltage ra nge i n put. High i n p u t voltage correspon ding to  a  high  workin g  freque ncy  will bring th e condu ction  an d  switchi ng l o ss is ve ry h i gh. In ord e r  to   obtain th e  co nverter mo re  efficient, n e ed to fin d  the  right  topolo g y . LLC  re son ant converte r is  suitabl e to work  over a  wide input volt age rang e  soft switching  topology. In fact it ha s be en   arou nd  for  a  long tim e , bu t due  to its chara c te ri sti c s of mi sun derstandi ng,  ref e r to  the  se ri e s   resona nt con v erter [4]. In rece nt years,  peopl e found  that it also has supe rior  chara c te risti c s of  some t r aditio nal re so nant  conve r ter  do es n o t hav e,  su ch a s  a  wi de ra nge  of input voltage,  the  freque ncy a d j u stment  rang e of small, si mple  topol og y, easy to implement inte g r ated ma gnet ic,  as is  sho w n b y  Equation (1 ).     2 ) 2( 2 2 2 2 L B L B L B i Z n Z Z n Z Z n Z Z                                                                                        (1)    W h er e Z i  an d Z B  a r e Sym m etrical P W M control  Z C S half b r idg e   conve r ter,  n i s  the  si de  of traditional  asymmet r ical  half bridge  circuit tr a n sfo r mer ad ds an  auxiliary swi t ch, a resona nt  capacitor and a resonan ce  inductor in series au xiliary branch. The main switch i s  not only in the  symmetri c  st ate, and the conve r ter  ca n reali z e  ZV S. and symmetrical half bridg e  ZCS  of all  swit che s  an d  diode s in the  whole lo ad range, the  au xiliary switch in each half cycle bre a k ov er  time, reso nan t with resona nt capa citan c e and the le a k ag e indu cta n ce of the tra n sformer fo r full   load rang e all  the switch es ZCS ZVS an d all the  di od es to  create t he conditio n s, overloadi ng  is  diffic u lt to ac hieve s o ft s w it c h ing.  In the forwa r d (Boo st) mo de, a com p le te sw it ch cy cle acco rdin g to the con d ition of   different  can   be divide d int o  t0 to  T19  a  total  of 1 9  i n tervals.  The  st ea dy state  co rrespon di ng  here  befo r e  a s suming  T1 ti me to  swit ch  S1 is  sw itch e d  on, the  swit ch tu be S5  a nd the S 3  an ti  parall e l diod e  D5, D3 by forwa r d bi as a n d  con d u c tion.   A serie s  of princi ple of switching is p o w er  sup p ly  box .  P o wer s w it ch t r a n si st or V T  is  con n e c ted i n  se rie s  b e tween th e in pu t and  output.  Wh en i n  n o r mal  wo rk,  p o we r  swit chi n g   Evaluation Warning : The document was created with Spire.PDF for Python.
                               ISSN: 23 02-4 046                     TELKOM NI KA  Vol. 12, No. 8, August 2014:  611 1 –  6118   6114 transi s to r VT  control pul se  is pe riodi cally  pass,  by alte rnating  betwe en in the  gui de drive  in th e  swit ch bet we en input an d output, so th at the cl osed  cycle an d di sconn ecte d. DC in put voltage  instability of the po wer  swi t ching tra n si stor VT  output  for the perio dic pul se volt age, and the n   after filterin g,  can  be  sm oot h DC  output v o ltage  U0 . Pu lse  U0  and  p o we r  swit chin g tran si stor VT  is relate d to space than D.   In the commo n switch  ci rcu i t, the swit ch  SRM t he  sign al of roto r p o s ition i s  controlled by   the lo we r fre quen cy, the   publi c   swit ch  Vc  co ntrolle d by th e P W M si gnal  of  high f r eq uen cy.  Becau s e th e  burd en of the  publi c  switch  is he avy, in orde r to redu ce the bu rde n   of publi c  swit ch,  to avoid the motor wi ndin g  stre am co n t inued thro ug h the publi c  swit ch, Vc co ntrol sig nal t he  final by e a ch  pha se  switch control  sig nal a nd  th e PWM sign al according   to the  initial sp eed   requi re d to p r odu ce  CO  ge neratio n. Thi s  en sures that  only the  pha se  switch  pu blic  switch  ca n  be cond ucte d  durin g the p e riod,  so the  publi c  sw itch topology  of  e a ch pha se wi nding only  two  contin ued flo w  path [5].    i i i B Z n Z n R R u u 2 2 2 2                                                                                                            (2)    In the Eq uati on (2) where  u is PWM  si g nal of  high  fre quen cy, R is tradition al h a lf brid ge   resona nt con v erter; n B  i s   compo s ed  of t w o p a rt s of th e inve rte r  a n d  the  re ctifier. The  se rie s  a nd  parall e l reson ant ci rcuit m a inly co ntain s  o n ly t he inv e rter re so nan t conve r ter p a rt. The  re ctifier  part half bri d g e  resona nt co nverter i s  usu a lly full  wave rectifie r; a se con dary cent er tap full wa ve   rectifie r struct ure is  widely  use d  in  the topology with i s olated tran sfo r mer.   Half b r idge  ci rcuit i s  d e fine d as t w o  swit che s  off the  b r idge  ci rcuit, half brid ge  co nverter  circuit. Strea m lined b r idg e  circuit ph ase  windin g   fre e w he eling p a th, only two switch es  per  p hase  windi ng on  simultan eou s condu ction  to winding  p o we r su pply, so that each arm swit ch   respe c tively and the two on e arm  (o r swit ch  with ea ch  arm  swit ch a r e re spe c tively matche d wit h   the two  arm  swit ch) control of two ph a s e  win d i ng,  can a c hi eve time divisi on  multiplexing  each   swit ch, the  switch  to halve  the nu mbe r .  But each of t he two  switch  co ntrol m e th od of o ne  ph ase  windi ng  cont rol mod e  an d  asymmet r ical  half bri dge  to pology i s   sa me, co mmuta tion process  and  the cho ppin g  pro c e ss  conti nued flo w  rul e s simil a r to it.  The co ntrol  strategy of the half bridge al so  kno w n as  dual a c tive bridge [6]. The control  strategy  and  the tradition al ph ase-shif t full br i dge   topology  simi lar, differen c e is ph ase t w o  bridg e  arm s   on ea ch si de  of the distribu tion trans f o rmer. Thi s  top o logy, the lea k ag e indu cta n ce  of the transf o rme r  is the  interme d iate  energy  stora ge eleme n t. Each  side of  the half brid ge  gene rate s a 50% duty cycle Fang Bo, to control  the transfo rme r  l eakage ind u ctance e nergy by  pha se shift betwe en  the   two brid ge output  regul a t i ons to  re gu late the o u tp ut voltage. S o ft  swit chin g full  load rang e of  this topol ogy  can  be o u tpu t  at the sam e   time, but also  can  obtain th e   synchro nou s  rectifie r. Its disadv a n tage s  are: ene rgy is very large, la rge outp u t cu rre nt ripple.   The th ree  h a lf brid ge  DC/DC  conve r ter in  Boo s t and  Bu ck two  kin d s of  mode  of   operation, lo w sid e  and hi gh sid e  switch voltage and  current wave forms. In Boo s t mode, the l o w  side  swit ch tube S5 as an example, i n  the  S5 off,  leakage  current Ir56 reaches the m a ximum   value a nd  greater than  th at of Id c2, Id s5 <0, S5  ant i pa rallel  dio de  con d u c tio n , S5 off  wh en  Vds5 =0,  reali z e s   zero volt age  switchin g .  In the S5  b e fore  co ndu ct ing, reve rse I d s5  le ss than  0,  the anti parall e l diode free whe e ling  swit ch tube, an d i n  the t time, Ids5 from dio de co mmutati on   to swit ch S5,  reali z e s  zero  voltage turn-on of t he S5.  Similarly, in the Boo s t an d  Buck two  kin d s  of work mod e ,  the low sid e  switche s  tub e  S1, S2, S5, S6 and high  side  swit ch tu be S3; S4 ca n   achi eve ze ro  voltage turn -o n and turn off  (ZVS).  Acco rdi ng to  the win d ing  current control PW M d u ty cycle, the com b ination  of 6  stude nt  su ccess rate conve r ter re q u ired   drivin g sign al,  co ntro ls the  po wer  swit chin g; re sonant tem poral  logic  and  driv ing mo dule  a c cordi ng to  th e drivin g  sign al from th e p hase  swit ch  signal g ene rati ng  circuit of PQ RDCL  cont rol  logic a nd th e drive r   mod u le re quired f o r the resona nt circuit, co n t rol  action.   From  a l o w voltage  DC  co nversi on  high  voltage  AC  must  boo st  schem e  de sig n . In th e   power  sup p ly desi gn after  con s id erin g variou s b o o s t scheme f r om  different an gl es. The  different   positio n by the boo st, mainly con s ide r i ng the  pre b oost an d po st boost two  method s. Th e so- calle d p r e  bo ost, that  will  boo st in  befo r e th e firs t inv e rter,  12V l o w voltag e  DC input  for  DC-DC  conve r si on, to the req u ire d  high DC voltage,  the hi gh voltage DC as the  sub s eq uent inverte r   Evaluation Warning : The document was created with Spire.PDF for Python.
TELKOM NIKA   ISSN:  2302-4 046     Control Strategy of Th ree  Phase P W M  by  Th ree  Half  Bridge Top o l ogy… (Di n g z hen Li)  6115 circuit, the  hi gh voltag e  DC inve rter,  di rect  vo ltage sinu soi dal  alt e rnatin g cu rrent  ne ede d by  filtering wave . The so -called po st boo st, that w ill boost after inve rter, filter, su ch that 12V l o w  voltage DC p o we r of thermoele c tri c  ge nerato r  in p u t of inverter, filter, get the low voltage A C ,  then AC boo st signal s on the de sire d AC output.       3. Half Brid ge Reso nan t  Conv erter and Quasi Parallel Reso nant  w i th S w i t ching P o w e r   Supply   In this paper,  the auxiliary  res onant ci rcuit in the inv e rter  bridge output  hard switchi ng  inverter te rmi nal, calle d th e re son ant p o le inve rte r . But in the switched  relu cta n ce m o tor  sp eed  regul ating  sy stem, be ca use the type s a nd forms  of  a  variety of S R M dive rsity,  po wer conve r ter  corre s p ondin g  is all  kind s  of, so, in view of unive rsa lity, extremely similar  reso nant inverte r   that  is inserted i n to the auxiliary  resonant network between the  converter and the motor is   unde sirable [ 7 ]. Further  studie s  sh owed  tha t, in various form s of SRD p o wer ci rcuit.  TL494 i s  a fixed freque n c y pulse wid t h modulatio n circuit, buil t -in linea r sa w tooth  oscillator, th e  oscillation  freque ncy  can   be a d ju st ed by  an extern al  re si stan ce and a capa cit o r,  the outp u t p u lse  wi dth i s  thro ugh  po si tive sa w toot h voltage  ca pacita n ce o n  the  CT  and  the  other t w o  con t rol si gnal s a r e co mpa r ed t o  achiev e. P o we r outp u t tube Q 1  an d  Q2 is  co ntroll ed  by gate.  Whe n  the inp u t voltage is low, and it is  the converte r frequ ency n ears the re so nan ce  freque ncy.  When th e in put  voltage i s  i n cre a sed,  in  o r de r to  ke ep  the outp u t vo ltage  con s tan t ,  conve r ter  wo rkin g freq uen cy to stay away from  the  resonan ce f r equ en cy is increa sed in t h e   dire ction of. But the impedan ce reso n a tor is al so  accomp anie d  by an incre a se in o p e r a t ing  freque ncy in crea se s. This  mean s more energy  to non power sto r ed in the re sonator, an d n o t  delivere d  to t he  conve r ter  output. Here   mentione d n o  po wer en erg y  can  be  defi ned  switch  b a ck  to that part  of the en ergy i nput po we r  cycle fo r ea ch.   Each switch  cycle  fe edb a ck more  e nergy  to the in put e nd of th e  swi t ching  devi c e ,  power t r an smissi on i n  th e total am ou nt is l a rg er,  can   cau s e hi ghe r con d u c tion lo ss.     Therefo r e,  when th e in put  voltage  ra ng e is  la rge,  hi gh in put volt age  co rrespo nding  to   low efficie n cy. The main  advantage s of seri es  reso nant  con v erter for: th e use of se rie s   cap a cito r, iso l ation of the DC  comp one nt, avoidi ng the tran sform e r satu ratio n ; current thro ug h   the switching  devices an d  de cre a ses  with the  de crease of l oad   curre n t, so  in  the  whol e lo ad  rang e ca n get  the win.  At the same  time can ma ke the UCr  ≥  Ud to c o mplete the res o nant c h arging  for Cr.  V i sible,  t h e  si ze  of  I 1  i s   clo s ely  r e lat e d   wit h   the  moto r wi ndin g   cu rrent, load  current re qui rem ent  of the I1 val ue  shoul d b e  gre a ter th an  the ph ase  switchi ng tran sient valu e a nd  set a s ide  to  cha r ge  ca pa citor  Cr ma rg in, but I1 is the lead  switching auxilia ry resona nt circuit co ndu cti o n   loss increase,  but  also makes th e  Lr capacity and loss increase,  in Lr.  The case will  m a ke  the  ∆   T1 in cre a ses,  the hig h e s t frequ en cy of  dire ct ex pe nse. The r efore, the si ze  of the I1 n eed s  to   con s id er the  frequ en cy of  main  swit chin g device,  the  motor  cap a cit y  requi reme n t s (curre nt) a nd  resona nt circuit efficiency factors. In order to  simplif y the control,  I1 can take a value great er  than the current maximu m value, to be re so nant  after the co mpletion of the exce ss e nergy  feedba ck po wer a nd tra n smitted to the motor wi ndin g s.   The  DC/ DC converte r h a s  a variety of  ci rcuit,  whe r ei n  the  cont rol  waveform i s   a  squ a re   wave PWM  conve r ter a n d  wo rki ng fo rm re so nant  conve r ter u s i ng qua si  sin e  wave i s  m o re  comm on. Co mpared  with l i near  po we r supply, tran sie n t tran sform a tion input m o re p e rfo r man c e  in the output , improve th e swit chin g frequ en cy  at the sam e  time, beca u se o f  the frequen cy  cha r a c teri stic of feed ba ck  amplifier is i m prove d ,  t h e  t r an sient   s w i t ching  po we r  sup p ly  re sp o n se  index can al so be improve d . Determini n g the cha r a c teristi cs of the  transie nt respon se is loa d   transfo rmatio n mainly by t he outp u t LC filter.  So ca n  improve th e  swit chin g fre quen cy, re du ce   the output LC filter to impro v e the  transie nt resp on se chara c te risti c s.  Although  call ed pa rallel reso nant con v erter, t he re son ant cavity is still co nn ected i n   seri es, b u t the relatio n shi p  betwee n  pa rallel load  re sonant capa cit o r. More precisely for pa ral l el  load  se rie s  a r e  re sona nt converte r o u tp ut [8]. D ue t o  the top o log y  of the p r im ary si de  of the   transfo rme r  i s   con n e c ted i n  pa rallel  wit h  a  cap a cito r, transfo rme r  se co nda ry to an i n cre a se in   the output ind u ctor,  so a s  to achi eve the  impedan ce  matchin g .  Forward circuit  prin ciple  diagram  a s  shown  in Fi gu re 3, the  wo rkin g p r o c e s s of the  electri c   circui t are a s  follo ws: the VT  switch i s  o pen ed, the volta ge tran sfo r m e r wi ndin g  N1 at  Evaluation Warning : The document was created with Spire.PDF for Python.
                               ISSN: 23 02-4 046                     TELKOM NI KA  Vol. 12, No. 8, August 2014:  611 1 –  6118   6116 end s  of   the positive and  negative  volt age N2, win d i ng a nd  co up ling i s  p o sitiv e  an d n egati v e.  Therefore, V 1  is  in on s t ate, off s t ate current  V2, induc tance L inc r eas e   gradually; VT off, the  induc t anc e  L  flow continued thro ugh the V2, V1 off. V T  off exc i ti ng  c u rrent of a trans former wit h   N3 win d ing a nd V3 flows b a ck to powe r .  Figure 3 is in  the mode of GS domain computing mo del   of PQRD CL  c i rcuit.         Figure 3. Forward Ci rcuit Princi ple  and PQRDCL Circuit  Dia g ra m       Half bri dge  reso nant conv erter to polog y is a  se rie s  parall e l re so nant cavity st ructu r e,  whi c h  con s i s ts of th ree  re sonant el eme n t s, the in tri n si c resona nce frequ en cy (i.e.  DC gai n is th e  bigge st chan ge alo ng  with  the chang e  of load p o in t) [9]. Therefo r e, whe n  the l oad i s  in crea sed   from  ze ro to  i n finity in the  pro c e s s (i.e.  the  full lo ad  range ), LL C e x igent re so na nt freq uen cy  of  two boun da ri es: first, whe n  the load is zero, se co n d a ry sho r t circuit equivalent  transfo rme r , the   cha r a c t e ri st ic  f r equ en cy  r e son ant   cap a c i t o r C r   re son a n t  indu ct an ce  L r  seri es  re sonant cavity  for  the maximum  LLC eig en  reso nant freq uen cy se co n d , the; wh en  the load  is i n finite, equival ent  transfo rme r   se con dary o pen  circuit,  resona nt ca pacito r  Cr a nd the in du ctor  (L r +  Lm )  cha r a c teri stic frequ ency  se ries re so nant  to its  minimu m value. Experime n ts  sho w  that when t h e   half bri dge  switchi ng freq uen cy in the  nea r reson ant freq uen cy chan ge,  will sho w   som e   c h arac teris t ics  of very attrac tive.  Conve r ter  pri m ary by thre e eleme n t voltage fed  serie s  pa rall el re sona nt st ructu r e,   se con dary a d opts the  ce nt er tap  of the  full wave  re ctifier topolo g y, with full loa d  ran ge of  ze ro   voltage  swit ching  ch ara c t e risti cs. It h a s  a  DC vo lta ge  g a in cha r acteri stics be tter,  improve  the   traditional  se ries re so nant  conve r ter in put vo ltage  range i s   narrow, wi de fre quen cy rang e,  disa dvantag e s  of light load  adjustm ent chara c te ri sti c s etc. Comp ared with the traditional p a ra llel   resona nt con v erter,  whi c h  eleme n t is fewe r, light  l o ad effici en cy is  high er, i s  a  kind  of  soft  swit chin g re sonant convert e r topolo g y is simple an d p r acti cal.       4. Con t rol S t rateg y  of T h ree Pha se  PWM b y  Three  Half  Bri dge Top olo g y  Bidirectional  DC/ DC  Conv erter a nd Re sonan t   The  wo rk p r i n cipl e of  the t h ree  h a lf b r id ge bi dire ction a l DC/DC co nverter in  the  forward  mode an d commutation  pro c e ss a n d  single inp u t dual ZVS half bridge  DC/DC co nverter is  simila r, but th e soft switchi ng condition  and the i n flu enci ng fa ctors of soft swit chin g an d sin g le  input dual  ZVS half bridg e   DC/ DC  co nverter. Th eref o r e, the conditi on of soft  swi t ching  of thre e  half bridg e  bi-dire c tional  DC/DC co nvert e rs i s  very m eanin g ful.  Output power output po wer main  swit ch for  power  supply is an  aux iliary power  supply,  power line o u tput stage t w o times bi g ger. It w ill be a DC inp u t voltage 220V  AC input directly  rectifying, filtering i s  a bout  300V, after t he switch  to  adju s t the switching  reg u la tor to adj ust t he  link in the  pip e , the switch  transfo rme r ,  voltage re gul ator control ci rcuit,  pul se g enerating circuit  for DC volta ge of abo ut 300V to DC-DC  conv e r te r, the DC voltage sta b le  output vario u s  requi re d. Mai n  switch fo r  power  su pply  mainly p r ovi des DC volta ge 1 10  ~  14 5V load  ci rcu i t.  Remote  cont rol  stand by functio n  i s  re alize d  by  con t rolling th e m a in  swit ch p o wer supply, t he  main po wer  switch on ce to  stop wo rki n g ;  the  corre sp ondin g  power amplifier sta ge will also st op  work ing, s o  the main load los t  DC power s u pply [10].  Evaluation Warning : The document was created with Spire.PDF for Python.
TELKOM NIKA   ISSN:  2302-4 046     Control Strategy of Th ree  Phase P W M  by  Th ree  Half  Bridge Top o l ogy… (Di n g z hen Li)  6117 The serie s  p a rallel  re son a n t conve r ter reso nant cavity can be  reg a rde d  a s  a complex   seri es resona nt cavity a nd  parall e l  re son ant ca vity. Similar  and  pa rallel  re sona nt co nverte r  an d   it is in orde r to impeda nce matchin g , a need to incr ea se the outp u t filter inducto r.  Series p a rall el   resona nt con v erter ha s the advantage s of seri es reso nant con v erter an d parallel reson a n t   conve r ter. Co mpared with  the parall e l reso nant c onv erter, in cre a sed by the Lr  and Cs serie s   resona nt cav i ty in serie s  with the lo ad current  l oop, effectiv ely limits the  rea c tive en ergy  gene ration;  compa r ed  with the serie s  resona nt  co nverter, the  parall e l capa citan c e  Cp, an d   make s th e serie s  pa rall el  re sona nt co nverter i n  th e no -load  co ndition  can  well reali z e t he  adju s tment of output voltage.  Acco rdi ng to  the definition  of cont rol type  soft swit ching h a lf brid ge DC/DC  co nverter,   and  summa ri ze s the vari e t y of control  type so ft switchin g half b r i dge  DC/DC  conve r ter P W M  control strate gy and the snubb ed type soft swit ch in g half brid ge  DC/DC conv erter  symmet r ic  PWM cont rol   strategy.  T he cont rol st rategy  of  PWM are   an a l yzed and   compa r ed, wh ich   provide s  the  basi s  for  cho o sin g  the sp e c ific ap plications.   Thro ugh th e  analysi s  of th e wo rk in th e  Boost a nd Bu ck two  kin d s  of mode  of o peratio n   prin ciple of the three half b r idge  DC/ DC  conve r ter,  th e reali z ation  of soft switching con d ition s  of  the three  hal f brid ge  DC/DC conve r te r, an d the   soft switchin g  co ndition  a r e  analyze d ,  the   inf l uen ce f a ct ors of   sof t  swi t ching  con d it ions  of the three half brid ge  DC/DC conv erter.   Saturation  type  conve r ter is th e out pu t of the p u lse tran sfo r me r magn etic  sa turation   phen omen on  that the switch tube by  g u ide is chan g ed into the globe, so that two switch pu sh- pull  tube wheel c i rc ulation/off.  Puls e trans form er f o r  c onverting the output  power,  c r oss- se ctional a r e a  of core be come large r , and to ac hieve  greate r  flux requir ed  for saturation of  the  magneti z atio n current, the  switchin g lo ss. So in  t he d e sig n  of  satu ration type tra n sformer, t r y  to   cho o se pipe  workin g state  switch at the start  of the  magnetizatio n curve of p u lse tra n sfo r mer  into the saturated state at  the beginnin g  of, firs t of  all let into th e saturated zone switch, the   swit ch  circuit  to redu ce  th e switch flip s, larg e   curre n t tran sforme r ma gneti c   saturation  in l a ter  gro w th, redu ce th e  swit ch ing lo ss. But  both  the  de sign  an d d e b uggin g , to m a intain th e  cl ose   relations h ip is  very  diffic u lt. So this   k i nd of  tra n s f or ma tio n  is o fte n  us ed  d oub le  tr an s f or me r   c i rc uit form.   The main di sadvantag e of serie s  reson ant c onve r ter for light load  conditio n s th e output  voltage can n o t adjust the main dra w b a ck: pa ralle l re son ant conve r ter for light l oad condition s  the converter resonant   current i s   still large,  resulting in li ght l oad efficiency . While  the use  of  three resona nt compo nen ts resona nt cavity of   the serie s  pa rallel  reso nant co nverter, sho w ed  more ex celle nt than LC re son ant cavity.  The traditio n a l LC serie s   or pa rallel two elem ent re son a tor topol ogy has its d e fects, so  on this ba si s derived fro m  the LLC t y pe three el e m ent cavity of the seri es parallel  re so nant  conve r ter top o logy. Its ma in feature i s   the c onverte r re son ant fre quen cy  will chang e  with the   cha nge of loa d , but also ca n achi eve ze ro voltage switchin g over a  wide fre que n c y rang e.  Prope rties  ca n bo ost type   LLC half  bri d ge  re sona nt  conve r ter an d bu ck,  so th e outp u t  voltage sta b l e  strate gy of variable f r equ ency  contro l i s  mo re e a sily  achi eved. Th e three  elem ent  seri es pa ralle l re son ant to pology a nd t he two ele m ent serie s   re son ant top o lo gy is  simila r,  but  with a voltage  adjustme n t range  wide, soft  switchi ng  cha r a c teri stics is bette r.      5. Conclusio n   The pape r prese n ts co ntro l  strategy  of  t h re e  ph ase P W M  by thre e  half b r idge  to pology   bidire ction a l DC/ DC conv erter an d re sonant. Buffer  type soft switchin g cont rol strategy of PWM   is symmetry control  h a lf bridg e  conve r ter co re  bidi rectio nal m a gnetizati on, utilization rat e   is  high, an d the r e is no bi as. Conveni ent  cont rols  ca n  linear  co ntro l cha r a c teri sti c . Power tub e   voltage st re ss i s  lo w, suita b le for high  in put vo ltage  a pplication s , b u t the half  bri dge  conve r te r is  difficult to achieve soft switching; it is  difficult  to improve the effi cien cy of the  conve r ter. T h e   three h a lf bri dge  DC/DC  converte r, an i nput ci rcui t soft switching  con d ition s  are affected by  the  control vari ab le of anoth e r i n  the inp u t st age, a c cordin g to the m u tu al influen ce  b e twee n the t w o  input level co nverter  circuit  control va ria b le s, re asona ble sel e ctio n of phase shift  value.  Self-excited swit chin g  po wer su pply  u s ing  a  switch ing tran si stor and hig h  freque ncy   pulse tran sformer in p o we r  sup p ly circuit  form a  po sitive feedba ck lo op, and it is to com p lete th e  self-ex c ited  o scill ation, the  swit chin g po wer s upply o u tput DC volt age. In the  d i splay of P W M  swit chin g  po wer su pply equipm ent,  self-ex c it ed oscillation  freque ncy syn c hroni zation   in   Evaluation Warning : The document was created with Spire.PDF for Python.
                               ISSN: 23 02-4 046                     TELKOM NI KA  Vol. 12, No. 8, August 2014:  611 1 –  6118   6118 freque ncy  pul se, eve n  if th e failure of li n e  sca nni ng  ci rcuit, p o wer supply  circuit  can  still mainta in  self-ex c ited o scill ation an d  the DC  out put volt age. The fly back swit ching  p o we r supply,  the   swit ch  m ode power supply   must  have an oscillator; t he  switch pu l s e to  control t he  switch tube is  use d  to, switching po we r supply, the output DC voltag e.  Becau s e  the  voltage  cha r acteri stics  of LLC  half  bri dge  re son ant  co nverte r ca n boo st  and  bu ck,  an d it is compa r ed  with th e  seri es re sona nt co nverte r  whi c h  ca n wi thstand  a  wi de   input voltag e  rang e a n d  th e smalle r the   freque ncy  adj ustment  ra ng e. Experim en ts sho w  that  the  freque ncy i s  nea r the  hi ghe st converter efficie n cy.  So will  u s u a lly be  rated  input  co nve r ter  workin g frequ ency volta ge  con d ition s   set  in the  vicini ty  of the  re so na nt freq uen cy  of FR,  and  it i s   to achieve hi gh efficien cy.      Referen ces   [1]  IONel Da n Jit a ru, A 3KW  s w itc h in g D C -D C conv erter,  New  Orleans,  LA, USA . Pr ocee din g s of   IEEEAPEC. 2000; 86-9 2 .  [2]  Ahmad  Sau d i  Samosir. Sim u l a tion  an d Impl ementat i on  of Interle a ved  Bo o s t DCDC  Co nv erter for Fu e l   Cell A ppl icatio n.  T E LKOMNIKA Indon esia n Journ a l  of Elec trical Eng i ne eri n g . 201 1; 1(2): 168- 174.   [3]    Z heng Z h o ngj iu, Li Guofe n g ,  W ang Ning h u i. Re se arch  on Co ntrol Strateg y  of T h ree-ph ase Hi g h   Po w e r Factor  PWM Rectifier,  JDCTA . 2011;  5(8): 365~ 37 3.   [4]  Lei  Yan g , C h a o lo ng S h a n , Y u jie   Xi ao. D ual  Ran dom ized   Displ acem ent  Z e ro Vector  Pu lse Mo du latio n   for T h ree-ph as e  Conv erters.  AISS . 2012; 4( 16): 471- 4 7 8   [5]  Z hang  JM, Z h a ng F ,   Xie   XG, et al.  A  nove l  Z VS DC/DC c o n v erter for h i gh   pow er a ppl icati ons.  Da ll as,  USA: Proceedings of IEEE-APEC.   2002; 6 3 5 -64 0 .  [6]  Guoqi an g C h e n , Min g ju n Z h a ng, Ju n w e i  Z h ao. H a rmo n i c  Distortio n F a ct or of A  H y br id   Space  Vector   PW M Based  o n  Ra nd om Z e r o -vector D i stri butio n a nd  Ra ndom P u ls e P o sitio n .  AISS.  201 2; 4(1 6 ):  242~ 2 50.   [7]  Han Y ang. A  Peda gog ica l  Appro a ch for  Model in g an d Simul a tio n   of S w itc h i ng  Mode D CDC   Conv erters for Po w e r El ectron ics Cours e .  T E LKOMNIKA Indon esia n Jo urnal of El ectrical  Engin eer in g .  201 2; 10(6): 13 19-1 326.   [8]  Hon g  Ma o, Ja ber A bu-Qah o uq, L uo S h i guo , et al. Z e ro  vol t age-s w i c hi ng  half-bri d g e  D C - DC co nverte r   w i t h  mod i fied P W M control method.  IEEE Trans on PE . 200 4; 19(4): 94 7-9 58.   [9]  Che n  Guo, T i ng  Li, Yo ng Z han g. Num e ric a l a n d  E x per i m ental  Stud y  of a Micr o-stri p Res o n a tor   Moisture Sensor.  AISS . 2012; 4(19): 591- 60 0.  [10]  Hon g  Mao, Ja ber Ab u-Qa h o uq, Shi g u o  Lu o, et al.  A m o d ifie d Z VS hal f-bridg e  DC-D C  conv erter .   Anah ei m, Cal,  USA.  Proceed i ngs of IEEE-APEC. 2004; 1 4 36-1 441.   Evaluation Warning : The document was created with Spire.PDF for Python.